图3.F1-2 PACK SiC MOSFET半桥模块.1200 V，10 mΩ

    在研究DC-DC转换级时，主要采用了三种隔离拓扑结构：全桥LLC谐振转换器（LLC转换器）、全桥移相双有源桥（DAB）零电压过渡（ZVT）转换器（DAB-ZVT转换器）和全桥移相零电压过渡转换器（ZVT转换器）（图4、5和6）。

    LLC转换器在初级端实现了零电压开关（ZVS），同时在谐振频率及以下——在次级端实现了零电流开关（ZCS）从而在谐振频率附近产生了非常高的峰值效率。作为一个纯粹的频率调制（FM）系统，当系统工作点偏离谐振频率时，这可能是需要宽输出电压操作时的情况，LLC的能效就会下降。然而，先进的混合调制方案使今天的脉冲调制（PWM）与调频相结合，限制了最大频率失控和高损耗。不过，这些混合实现方式还是给已经有时很麻烦的LLC控制算法增加了复杂性。此外，并联的LLCs转换器的电流共享和同步也不是件容易的事。一般来说，当有可能在相对较小的电压范围内工作时，和/或当具备实施结合调频和PWM的先进控制策略的开发技能时，LLC是一种难以超越的设计。它不仅可以提供最高的能效，而且从各个角度看都是一个非常全面的解决方案。LLC可以作为CLLC以双向形式实现，这是另一种复杂的拓扑结构。

图6.全桥移相ZVT转换器

    所讨论的拓扑结构存在多种变体，带来额外的优势和折衷。图16显示了用于快速电动车充电的全桥LLC转换器的一个常见替代方案。在移相中，开关在输入电压的一半以下，并使用600 V和650 V的断电电压器件。650 V SiC MOSFET、650 V SuperFET 3快速恢复（FR）MOSFET和650 V FS4 IGBT将有助于解决不同的系统要求。同样，用于初极端的二极管和整流器需要650 V的阻断电压等级。这些3级架构允许单极开关，这有助于减少峰值电流和电流纹波，这将导致用更小的变压器。这种拓扑结构的主要缺点之一是，与具有较少电源开关的2级版本相比，控制算法需要额外的复杂程度。双有源桥以及双有源桥可以很容易地在初级端和次级端并联或堆叠，以最配合快速电动汽车充电器的电流和电压需求。

图7.3-级全桥LLC转换器-这种变体在初级端堆叠（只有一半的输入电压应用于每个变压器），在次级端并联

    关于次级端整流，如图8所示，可以有多种解决方案，而且都可以使用不同的拓扑结构。对于400 V和800 V的电池水平和全桥整流，650 V和1200 V的SiC肖特基二极管通常是独特的性价比解决方案。由于其零反向恢复特性，与硅基替代品相比，这些器件大大增强了整流性能和能效，大大降低了损耗和整流级的复杂性。硅基二极管，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作为成本非常有限的项目的替代品，但要牺牲性能和增加复杂性。采用中心抽头整流的解决方案（图6）对于高电压输出整流级来说并不方便。与全桥整流不同的是，在全桥整流中，二极管的标准反向电压等于输出电压，而在中心抽头配置中，二极管要承受这个数值的两倍。常规的全桥移相转换器（电感在次级端），正如所解释的那样，在两种整流方法（全桥或中心抽头整流）中都需要更高的击穿电压二极管。为了克服常规全桥移相转换器对1200 V或1700 V额定二极管的需求，几个输出将被串联起来。